1.2　被动雷达数字接收技术发展

被动雷达接收机在电子支援与侦察、反辐射被动雷达系统中得到广泛应用。被动雷达接收机是反辐射导弹的关键部件，它完成对辐射源信号的捕捉和跟踪，需要对雷达信号实现特征提取、识别以及威胁评估，最终上报探测到的雷达信号的角度信息，保证导弹实时跟踪目标直至命中。在宽带被动导引系统中，被动雷达数字接收机完成的主要任务包括下面几方面。

（1）信号检测。实现宽带系统下的雷达脉冲信号检测，主要面对低信噪比下的信号检测、适应信号和接收环境的动态阈值检测等问题。

（2）信号参数测量。完成每个雷达脉冲的参数测量，从而形成脉冲描述字（PDW）。主要参数包括载波频率（CF）、入射方向（DOA）、脉冲宽度（PW）、脉冲重复周期（PRI）、脉冲幅度（PA）、到达时间（TOA）、信号带宽（BW）、起始频率、终止频率，等等。同时，现代接收机还面临LPI信号的脉内参数测量等问题，如调制斜率、相对编码形式等。

（3）信号识别。主要分为两部分，即脉间调制识别与脉内调制识别。脉间调制识别根据PDW通过聚类分析分选出同一部雷达（辐射源）发射的感兴趣的雷达信号。脉内调制识别主要是指针对单个脉冲实现对本脉冲的人为有意调制识别，如调频或调相调制等。同时随着技术的发展及侦察的需要，对特定辐射源的识别即无意调制识别，也已经成为当前接收机附带的重要功能。

（4）信号跟踪。对感兴趣信号或威胁等级高的信号完成信号跟踪，输出信号方位与俯仰角度信息，从而为侦察系统或导引头提供实时信号跟踪的可能。

早期的电子器件都是模拟的，因此，传统的被动雷达接收机都是由模拟器件组成的，接收机一般体积较大、灵活度低、功耗较高、集成度低、不可动态随时调整、投入成本较大。随着科技的发展和数字技术的进步、模数转换器（ADC）以及数字集成电路的发展，接收机逐渐步入数字化时代，数字接收机也成为现代雷达接收机的研究热点。

1.2.1　主要接收机形式

传统的电子战接收机都是模拟的，尤其是模拟信道化接收机，需要数目较多的单个接收机才能实现大带宽的同时覆盖，信道均衡性和灵敏度也较差。传统模拟接收机从结构上大致分为六类，分别是晶体视频接收机、超外差接收机、瞬时测频接收机、信道化接收机、压缩接收机和布莱格接收机。另外，随着技术的发展，微波光子接收机也是一类重要的接收机。

1．晶体视频接收机

晶体视频接收机是一种最简单的侦察接收机，它可以简单到在一定频段内只由一个晶体检波二极管和视频放大器组成，在这个频段内只要雷达信号超过一定级别的强度，视频放大器输出信号超过一个规定的电压，即认为发现了雷达信号，完成检波功能。

晶体视频接收机在频率上是宽开的，其接收灵敏度相对较低，动态范围一般很小，无法处理同时到达的信号。晶体视频接收机的结构见图1.11。

2．超外差接收机

超外差接收机使用的是利用本地产生的振荡器与输入信号混频，将输入信号频率变换为某个预先确定的频率的方法。超外差接收机有效解决了原来高频放大式接收机输出信号弱、稳定性差的问题，且输出信号具有较高的选择性和较好的频率特性，易于调整。超外差接收机的结构见图1.12。

超外差接收机的灵敏度一般较高，可以做到优于-70 dBmW，且动态范围大，能同时接收多个信号。但是，输入带宽一般较窄，超外差接收机的一个重要特征是可以针对几乎任意带宽进行设计，在接收灵敏度和覆盖带宽间提供了某种平衡，适用于连续波信号和窄带信号的分离。

3．瞬时测频接收机

瞬时测频（Instantaneous Frequency Measurement，IFM）是一种基于相位比较法的频率测量方法，在现代电子战中适用于电子情报侦察、雷达告警等应用。相关器是IFM接收机的核心单元，延时为的信号与输入信号构成相关器，从而确定输入信号频率。采用了IFM的侦察接收机称为瞬时频率测量接收机，具有结构简单、侦察频带宽、分辨率高等优点，广泛应用于多种电子战设备中。瞬时测频（IFM）接收机的结构见图1.13。

瞬时测频接收机的瞬时带宽很宽，可以覆盖到2～18 GHz，同时其可以在极短的时间内测得信号的频率，具有高的频率分辨精度，能够适应窄脉冲的处理，对0.1 μs的脉冲进行测量时能够达到1 MHz的精度，但对同时到达信号的处理会产生错误的频率信息。

4．信道化接收机

信道化接收机是对接收信号带宽进行划分接收的接收机，主要利用滤波器进行频带划分，早期的信道化接收机都是由模拟器件组成的，设计多信道的信道化接收机时需要设计多个模拟带通滤波器来组成不同的接收机，从而完成整个信道的划分，信道均衡性差、硬件消耗和体积随信道数目的增加而急剧增大，成本较高。另外，窄带滤波器的暂态效应使得脉冲前后产生“兔耳效应”，不适用于频率分辨率要求高的应用场景。信道化接收机的结构见图1.14。

5．压缩接收机

压缩接收机是一种实现频率快速搜索的超外差接收机。普通超外差接收机的扫频速度和频率分辨率之间的矛盾是制约搜索速度的一个关键因素，通过使用压缩滤波器能够把带宽较宽的线性调频信号压缩为窄脉冲，缓解扫频速度和频率分辨率之间的矛盾。压缩接收机可以快速扫描一个宽范围波段，可以检测同时到达信号的频率和信号强度，具有良好的接收灵敏度，但识别信号的调制类型较为困难。压缩接收机的结构见图1.15。

输入信号通过一个由本地扫频源作为本振源的混频器转换为线性调频（chirp）信号，信号经过压缩（色散延迟线）被压缩成短脉冲。这些短脉冲经检波后变为视频信号。每个输出脉冲在时间上相对于本振扫描起始点的位置，表示与其对应的输入信号的频率。

6．布莱格接收机

布莱格接收机采用一个光学布莱格小室来完成频率分离，输入的RF信号被变换成在布莱格小室中传播的声波，布莱格小室使入射的直行激光束发生偏转，偏转激光束的位置是输入频率的函数，图像检测装置用来把激光束输出的光信号变换为时频信号，完成信号检测。布莱格接收机最大的优点是简单，只需要少量部件就可实现大量信道化，这些部件主要包括激光器、偏转器、两个光学透镜、布莱格小室和一个图像检测装置。

表1.1给出了现有各种接收机的性能对比。

通过表1.1的对比分析可以看出，布莱格接收机、压缩接收机和信道化接收机的整体性能很好，但布莱格接收机采用光学布莱格盒信号进行频谱分离，系统的复杂度高、动态范围低。压缩接收机用色散延迟线把输入射频信号压缩成一个窄带脉冲，数据处理率很高，而且信号压缩产生的旁瓣会影响系统的检测性能并丢失信号的脉内调制信息。信道化接收机通过模拟或数字滤波器组对接收信号进行频域信道划分，可实现不同频率信号的分离，能接收时域重叠信号，具有高的灵敏度和频率分辨率，截获概率接近 100%，选择性和抗干扰能力强，保真度与超外差接收机相近，是目前较为实用且满足电子战需求的宽带接收机结构。其主要缺点是结构复杂、体积大、系统质量大、功耗和成本高，一定程度上限制了其发展。然而，随着ADC、数字集成电路和数字信号处理技术的不断发展，接收机在不断向数字化方向发展，弥补了模拟信道化接收机的缺点。

7．微波光子接收机

现有以微波技术为处理核心的接收机面临技术瓶颈，主要体现在瞬时带宽、系统灵敏度、小型化、低功耗等方面。光子技术与生俱来地具有大带宽、低传输损耗、抗电磁干扰等特性，同时，光子系统具有质量轻、体积小、可集成等特点，这为传统技术提供了解决技术瓶颈的新思路。

目前，微波光子接收机（其链路结构见图1.16）实际上是一套光电混合系统，前端的天线接收及后端的中频处理依然是电信号处理。但对于原来的微波混频、微波干涉、波束合成，则可采用光路实现处理。当然，随着技术的发展，利用光处理可实现更多的信号处理，提高处理速度。利用微波光子实现接收机主要有以下优点。

（1）损耗小。相对于微波系统，微波光子接收机采用光纤处理，信号损耗较小。射频电缆传输损耗约为0.2～1 dB/m，长距离传输时需多级放大才能补偿信号衰减，而这必然引入大量的非线性和噪声，增加了能耗。利用超低损耗的光纤（传输损耗仅有0.0002 dB/m）可取代体积大、质量大、损耗大和易被电磁干扰的同轴电缆。

（2）灵敏度高。相对于微波链路，光处理链路具有较低的相位噪声和系统噪声，因此可以进一步提高接收机的灵敏度。如利用微波光子技术实现的光电振荡器（OEO），可产生数兆赫兹到数百兆赫兹的高频谱纯度微波或毫米波信号，相位噪声可以到达接近量子极限的-163 dBc/Hz@10kHz，是一种理想的高性能微波振荡器。

（3）大瞬时带宽。传统的声表面波信道化滤波器组和声光信道化接收机受声波调制带宽的限制，瞬时带宽不超过几吉赫兹。另外，随着高速模数转换器（ADC）和数字信号处理技术的快速发展，较好的技术水平能生成与处理的信号带宽往往低于几吉赫兹，但现有ADC很难直接对数十吉赫兹带宽的信号直接采样。受益于光子技术的大带宽，微波光子技术提供了超大带宽雷达信号产生的可能性，可处理几十吉赫兹带宽的信号。如利用光频时映射法，可以产生高达50 GHz的超大带宽信号。

美国DARPA近年来设立了数十个项目支持核心微波光子器件、光电振荡器、光任意波形产生（OAWG）、光模数转换（OADC）、模拟光子信号处理、模拟光子前端、光电集成等技术的研究。

以光模数转换技术为例，目前利用半导体和光纤锁模激光器可以产生采样速率为40～100 GHz的光采样脉冲。光采样脉冲的宽带可达皮秒（ps）级，甚至飞秒（fs）级，可实现直接对射频0.2～40 GHz信号的光采样。目前光学ADC主要有两种工作模式，即全光学模数转换器（OADC）和电-光模数转换器（E-OADC），两种转换器均处于研究阶段。

利用微波光子技术可以构成微波光子信道化接收机，即在光域将宽带的接收信号分割到多个窄带的处理信道中，然后对每个窄带信道中的接收信号进行光电探测和信号处理。相比传统信道化接收机，微波光子信道化具有较强的抗电磁干扰能力、较大的承载带宽和瞬时带宽、极低的传输损耗等显著优势，而且信道化本质上是一个多通道并行处理系统，而光域丰富的光谱资源和灵活的复用手段（如波分复用）与此不谋而合。因此，微波光子信道化得到了广泛关注。采用微波光子实现信道化，依然面临滤波器设计难题，窄带、通带平坦，阻带抑制比大及滤波边沿陡峭的滤波器组，无论是集成技术还是分立元件，都比较难以实现。同时，由于光电探测将丢失相位信息，该信道化方法通常只能实现对信号有无的判断，无法得到信号中的信息。

1.2.2　宽带数字接收机

20世纪70年代，国外已经开始进行信道化技术的研究。随着ADC 和集成电路技术的发展，20世纪90年代数字接收机开始出现，信道化接收机的数字化逐渐成为信道化接收机的研究热点。21世纪初，现代信息化战争的需求和软件无线电的发展促进了数字信道化接收机技术的研究。数字化是目前各种电子设备发展的必然趋势，具有良好的稳定性，能够完整地保存信号中的信息、灵活运用各种先进的数字信号处理技术，通过各种集成电路和芯片实现的数字电路，降低了系统的成本、体积和功耗，因而，未来电子战必然属于数字接收机。

1．ADC性能指标

在数字接收机中，前端模数转换器（ADC）的性能直接关系着所得数字信号的质量，影响着后续的信号处理结果。通常而言，为了适应复杂电磁环境下的快速响应要求，同时减少模拟环节，在现代接收机设计中，ADC都是尽量靠近射频微波前端的，这就要求ADC具有足够高的采样速率和很高的工作带宽，同时还应具有较高的转换位数，以保证大的动态范围。宽带数字接收机主要使用的是高速ADC，高速ADC的采样精度及性能直接影响接收机的处理性能。

在介绍高速ADC性能指标之前，先熟悉一下有关dB（分贝）的几个概念。

● 对于电压值，dB以20 lg（VA/VB）给出；对于功率值，dB以10 lg（PA/PB）给出。

● dBc是相对于一个载波信号的dB值。

● dBmW是相对于1 mW的dB值。对于dBmW而言，规格中的负载电阻必须是已知的（如1 mW提供给50 Ω电阻），以确定等效的电压或电流值。

高速ADC的性能指标主要包括：

（1）分辨率（Resolution），也称为转换位数。模拟信号被量化时，它是以有限的离散电压电平表示的，分辨率用来表示信号的离散电平个数。为了更精确地恢复模拟信号，必须提高分辨率。分辨率通常定义为位数，利用更高的分辨率进行转换可以降低量化噪声。根据目前的工艺水平，一般来说，采样频率越高的ADC，对应的分辨率越低。

（2）均方根（Root Mean Square，RMS）。表示交流信号的有效值或有效直流值。对于正弦波，RMS是峰值的倍，或者是峰-峰值的倍。

（3）全功率带宽。指ADC输出信号幅度低于最大输出电平3 dB时的输入信号频率范围。

（4）转换灵敏度。假设一个ADC器件的输入电压范围是，转换位数为n，即它有个量化电平，则它的量化电平为

称之为转换灵敏度。ADC的位数越多，器件的最小电压输入范围越小，ADC的转换灵敏度越高。

（5）微分非线性（Differential NonLinearity，DNL）。理论上说，模数器件相邻两个数据之间，模拟量的差值是一样的，就像疏密均匀的尺子。但实际上，相邻两刻度之间的间距不可能都是相等的。所以，ADC相邻两刻度之间最大的差异就叫微分非线性（DNL），也称为差分非线性，单位是LSB。举例来说明，如果对于12 bit的ADC，其DNL=3 LSB，在基准电压为4.095 V时，测得A电压对应读数为1000，测得B电压对应读数为1200。那么就可以判断出，B点电压值比A点高出197～203 mV，而不是精确的200 mV。

（6）积分非线性（Integral NonLinearity，INL）。积分非线性表示了ADC器件在所有数值点上对应的模拟值和真实值之间误差最大的那一点的误差值，也就是输出数值偏离线性最大的距离。例如，一个12 bit的ADC，INL=1 LSB，在对应基准为4.095 V时，测某电压得到的转换结果是1000，那么真实电压值可能分布在0.999～1.001 V范围内。

总之，非线性微分和积分是指代码转换与理想状态之间的差异。微分非线性（DNL）主要是代码步距与理论步距之差，而积分非线性（INL）则关注所有代码非线性误差的累计效应。从整个输出代码来看，每个输入电压代码步距差异累积起来，和理想值相比会产生一个总差异，这个差异就是非线性积分误差。

（7）输入电压范围与输入功率。高速ADC的性能指标一般会给出输入电压范围，但一般在设计接收机时，经常要求给出接收机的输入信号功率。如TI公司的ADC12DJ5200RF是可实现双通道5.2 Gsps或单通道10.4 Gsps射频采样的12位ADC，其要求输入电压范围为0.8 Up-p，则对应ADC的输入功率约为2 dBmW。一般对应输入电压范围为1 Up-p，则对应ADC的输入功率约为4 dBmW。

设ADC的输入电压范围为（Up-p，峰-峰值，单位为V），负载电阻按=50 Ω计算，则对应ADC的输入最大功率值的计算公式为

公式（1-2）计算结果的单位为dBmW。

（8）信噪比（Signal to Noise Ratio，SNR）。单音信号的均方根值（有效值）与其他谱成分和的均方根值之比，其中的谐波和直流成分要被扣除掉。实际应用时可以采用如下公式计算

SNR（dB）=signal_peak(dB)-noise_floor(dB)-10lgN

（1-3）

noise_floor代表噪底能量，signal_peak代表信号的峰值能量（可直接采用信号的FFT的频谱值平方）。计算时为保证准确性，可以采用如下修正公式

m代表有用信号的频谱所占点数，式（1-3）中的N代表FFT的点数，当采样为实数信号时，取采样点数的一半。

ADC产生噪声的原因包括量化过程中存在量化误差，即存在量化噪声。假如量化误差在内服从均匀分布的随机变量，那么其量化噪声功率为

对于一个满量程的正弦输入信号，可得输入信号功率为。这样可以得到理论上的信号对量化噪声的信噪比（SNR）的关系

为转换灵敏度，进一步得

这里n为ADC分辨率。对一个满量程的正弦信号，SNR可以准确地表示为

这里主要是考虑加入采样频率对SNR的影响，假设被采样信号的带宽固定，采样率的提高，效果就相当于在更宽的频率范围内扩展量化噪声，从而使SNR有所提高。如果信号带宽变窄，则在此带宽内的噪声减小，信噪比也会有所提高。

（9）SINAD（Signal to Noise and Distortion Ratio）。信噪失真比或信纳比，指单音信号的均方根值（有效值）与其他谱成分和的均方根值之比，仅直流成分要被扣除掉。即信号与去掉零频后的所有谐波及噪声的功率比值。

（10）SFDR（Spurious-Free Dynamic Range）。即无杂散动态范围，指输入信号的均方根值与虚假信号峰值的均方根值，也就是单信号输入时信号与最大的谐波或杂散的功率比值，反映的是在ADC输入端存在大信号时检测出有用小信号的能力。

SFDR通常是输入信号幅度的函数，可以用相对于输入幅度的分贝数（dBc）或相对于ADC转换器满量程的分贝数来表示（dBFS）。计算公式为

（11）互调失真。互调失真指的是当频率为、的两个正弦信号同时输入ADC时，由于ADC器件不可能是绝对线性的，在采样时会产生失真频率。图1.17给出了信号的二阶、三阶互调失真的位置示意图，二阶互调和容易用滤波器滤除，而三阶互调失真因为与信号很近，一般不易滤除。因此，通常所说的互调失真指的是三阶互调失真。

THD（Total Harmonic Distortion）即总谐波失真，是输出信号的前9个谐波的均方根值与基频信号的均方根值之比。公式如下

式中，是基频信号功率的均方根值；到是最大的前9次谐波频率信号功率的均方根值。测量中仅包括奈奎斯特频限内的谐波。

（12）有效转换位数（Effective Number of Bits，ENOB）。由于A/D转换部件不能做到完全线性，总会存在零点几位乃至几位的精度损失，从而影响A/D的实际分辨率，降低了A/D的转换位数。有效转换位数（ENOB）可以通过测量各频率点的实际信纳比（SINAD）来计算

以下给出针对某宽带数字接收机的实际测试结果。宽带数字接收机由TI公司的ADC10D1500与Altera公司的FPGA器件EP3SE110F1152构成，所测接收机实物如图1.18所示，其可实现4路1.5 GHz采样。

测试时通过E4438C矢量信号发生器产生频率为1123 MHz、幅度为-1 dBFS的常规信号，将SignalTap的采样深度设为4 kHz，将采集到的4096点数据导出保存，数据加Blackman-Harris窗处理，利用MATLAB对其做FFT运算，得出信号的频谱，对应的频谱图如图1.19所示。

经计算得，信噪比SNR为53.69 dB，信号噪声失真比SINAD为49.3 dB，有效位数ENOB为7.9 bit，无杂散动态范围SFDR为62 dBc。测试性能指标与ADC10D1500官方性能指标的对比如表1.2所示。

世界上生产高性能ADC的厂商主要是国外公司，如ADI公司、TI公司、MAXIM公司等，其采样率从兆赫兹到千兆赫兹，分辨率从几位到20多位，单片ADC的采样通道也由一路向多路发展。2007年，HYPRES公司利用低温模拟技术、数字超导技术和半导体技术，实现了40 GHz的采样，并将其应用到了宽带数字信道化接收机中。2018年，是德科技的扩展Infiniium UXR系列已经采用最新的ADC采样，其40～110 GHz带宽的型号提供每通道256 Gsps的采样率，13～33 GHz型号提供每通道128 Gsps的采样率，每个采样点物理位数都是10 bit。最近几年，随着新的高速接口JESD204协议的提出，普通的并行或串行LVDS接口已经不能满足现代设计的要求，基于JESD204协议的高速串行ADC开始得到广泛应用，其串行传输最大速率能够达到12.5 Gbps，而且其时序控制更为简单，输出引脚少，便于高速硬件板布线。JESD204B和LVDS接口的对比见表1.3。

2．单通道数字接收机

图1.20为单通道数字接收机的结构。单通道数字接收机指的是接收机只有一个天线输入，天线接收到的雷达信号首先进入微波前端，对接收到的雷达信号进行模拟下变频、放大和滤波等处理，得到相应的宽带中频信号，然后进入高速ADC进行采样，得到的数字信号送入接收机处理模块，经过相关的数字信号处理后输出需要的参数。

单通道接收机由于只有一路接收通道，与多路接收机系统相比，其系统复杂性较低，接收机成本同样也低，具有明显的性能优势和经济优势。单通道数字接收机可以完成雷达信号的截获与分析，生成相应的脉冲描述字和相应的时频信息，但不能实现信号的实时测向及跟踪等功能，多用于电磁环境监视、告警设备等设计中。

3．多通道数字接收机

随着现代战争形态的转变，空间电磁环境越来越复杂，单通道数字接收机产生的信息已经不能满足现代信息化战争的需求，多通道的数字信道化接收机开始成为研究的重点。多通道的数字信道化接收机采用多通道并行处理的方式，增加了信息处理容量，同时能够测量方位角、俯仰角等重要信息，这些信息为测向提供有用的依据，保证了电子侦察接收机搜索与跟踪目标的准确性，在被动雷达搜索及被动寻的制导领域有着重要作用。

图1.21为多通道数字接收机的常用结构。多通道接收机具有多个接收天线，用于提供测量数据信息；多个天线的接收信号同时进入微波前端进行处理，得到接收机系统采样的宽带模拟中频信号，经高速ADC同步采样后进入数字信号处理器件进行后续处理。由于多个通道是同步采样，一般只选取某一个通道作为侦察通道，由侦察通道测量得到截获脉冲信号的脉间、脉内信息，这降低了系统的计算量和处理过程，提高了系统的工作效率，同时，利用多通道实现测向等功能。

随着阵列信号处理的出现，相较于单个的传感器，传感器阵列能更灵活地控制天线主瓣波束指向，获得更高的输出增益和空间分辨率，阵列信号处理在被动雷达测向领域得到飞速发展和广泛应用。图1.21中的天线1至天线n为接收机对应的n个通道，也就是对应的天线阵列，天线阵列能获取更多的信号数据，为测向接收机提供更准确的信息。

对于多通道数字接收机，各通道间的ADC同步是系统的重点，如果不能使各通道的采样数据保持时刻同步，会使系统的相位差测量存在明显错误，导致多通道测向的测角精度受限甚至无法完成测向，也无法完成后续的信号处理。

接收机是信号处理的重点。在多通道信号的接收和处理中，现在常见的就是利用数字信道化进行接收。数字信道化技术实现了信号的宽带接收和窄带处理，提高了输入信号的输出信噪比，有利于信道化后的信号检测以及信号处理等模块，提高了系统的灵敏度。

与单通道数字接收机相比，相应通道数目的增加也增加了系统的复杂度，增大了硬件系统的规模，尤其是FPGA等数字逻辑器件内部逻辑电路的布局布线变得复杂，时序优化难度加大，系统功耗也随之增加。